永磁同步电机高性能控制算法(13)后续篇—— 基于高阶扩张状态观测器(ESO)的无模型预测控制(MFPC)

本文主要是介绍永磁同步电机高性能控制算法(13)后续篇—— 基于高阶扩张状态观测器(ESO)的无模型预测控制(MFPC),希望对大家解决编程问题提供一定的参考价值,需要的开发者们随着小编来一起学习吧!

1.前言

前文已经介绍过了高阶ESO相对于传统ESO的优势。

https://zhuanlan.zhihu.com/p/703039702icon-default.png?t=N7T8https://zhuanlan.zhihu.com/p/703039702

但是当时搭的ESO有点问题。把公式修正之后,发现前文用的改进四阶ESO无法使用。

今天来解释一下为什么改进4阶ESO无法使用。

2.为什么改进4阶ESO用不了?

%扩展观测器带宽配置

fc = 250;%带宽,单位Hz

wc = fc*2*pi;

三相电流、转矩、转速波形

从上面波形可以看到,改进4阶ESO在2000RPM是无法运行的,而且是逐渐发散、振荡。但是发现改进4阶ESO在1000RPM是可以运行的。

解释:

改进4阶ESO在中频段的闭环增益不为0,这说明如果ESO的输入端刚好输入了一个频率在中频段附近的交流量,那么经过ESO之后,这个交流量将会被放大。

之所以2000RPM振荡而1000RPM不震荡,是因为2000RPM时电机运行的频率更高(更接近于当前配置ESO的中频段了),即使电流环存在非常小的交流,经过ESO之后会将这些微小的交流不断放大,使得系统振荡。

这时候即使加入切换模块也没用(设定进入稳态后从传统四阶切换至改进四阶):

PS:切换模块的设计参考上篇知乎里提到的参考文献里的切换模块设计。即动态采用传统高阶ESO提高控制的动态性能,稳态情况下切换到改进四阶ESO提高系统的稳态抗噪性能。

三相电流、转矩、转速波形

因此,必须要改变改进四阶ESO的增益才可以。

3.中频段闭环增益更小的改进4阶ESO

 

 从这个图中可以看到,如果sigema(我仿真中为g)越小,高频段的增益越小(即系统抗噪声能力越强),中频段的闭环增益越大(即系统抗扰动能力越弱,越容易振荡)。论文中选用的sigema为0.25

那我希望中频段的闭环增益更小一点,我应该选择的sigema>0.25。

根据论文中的公式(25),我选用sigema=0.5时的改进ESO。

 从下图可以看到,把sigema增加至0.5后,系统不再振荡了。

三相电流、转矩、转速波形

4.电感失配2倍下切换模块的使用

电感参数失配会给系统带来很多的高频噪声,那么我们来看看不同参数的改进4阶ESO的抗噪性能如何。

%扩展观测器带宽配置

fc = 300;%带宽,单位Hz

wc = fc*2*pi;

加入切换模块前(全程使用传统高阶ESO)
加入切换模块后(稳态从传统高阶ESO切换到改进高阶ESO,sigema=0.5)

可以看到,加入切换模块,系统进入稳态后会自动切换到改进高阶ESO,进而实现更好的抗噪声性能,最终使得dq电流的脉动大幅减小。

前文说到,sigema越小,系统抗噪声能力越好,那我把sigema从0.5减小到0.2这样,看看系统抗噪声能力对比情况。

加入切换模块后(稳态从传统高阶ESO切换到改进高阶ESO,sigema=0.5)
加入切换模块后(稳态从传统高阶ESO切换到改进高阶ESO,sigema=0.4)
加入切换模块后(稳态从传统高阶ESO切换到改进高阶ESO,sigema=0.3)
加入切换模块后(稳态从传统高阶ESO切换到改进高阶ESO,sigema=0.2)

可以看到,随着sigema的减小,系统的抗噪声性能越来越好,稳态的dq电流脉动越来越小。 

这篇关于永磁同步电机高性能控制算法(13)后续篇—— 基于高阶扩张状态观测器(ESO)的无模型预测控制(MFPC)的文章就介绍到这儿,希望我们推荐的文章对编程师们有所帮助!



http://www.chinasem.cn/article/1110880

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