嵌入式~PCB专辑58

本文主要是介绍嵌入式~PCB专辑58，希望对大家解决编程问题提供一定的参考价值，需要的开发者们随着小编来一起学习吧！

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一、开关电源常用控制模式（峰值电流、平均电流、电流滞环）

开关变换器控制器(芯片)是DC-DC变换器的核心，可分为PWM控制芯片和PFM控制芯片两大类。其中PWM控制芯片的主要功能是产生频率固定、脉冲宽度随变换器输入及输出电压变化的脉冲信号来控制变换器内开关管的导通时间，从而使DC-DC变换器输出电压保持稳定；而PFM控制芯片的主要功能是产生低电平时间或高电平时间固定，但开关频率随变换器输入及输出电压变化的脉冲信号来控制开关管的导通时间，从而使DC-DC变换器输出电压保持稳定。一个是定频，一个是变频，变和不变的控制逻辑；

根据采样对象的不同，可将PWM控制器分为电压型和电流型两大类。为简化不同拓扑变换器的外围电路，众多半导体生产厂家为不同拓扑变换器设计了相应的PWM控制芯片或PFM控制芯片，其中传统硬开关反激、正激变换器可共用同一类PWM控制芯片，如UC384X系列芯片、FAN67XX系列以及On-Bright公司的OB2262、OB2263、OB2273等；传统硬开关半桥、全桥变换器也可以共用同一类PWM控制芯片，如TL494及其兼容芯片KA7500、SG3525芯片等；而FAN7930、L6562、MC33262、OB6563等PFM控制芯片又专为APFC变换器设计；QR反激变换器有专用的QR控制芯片，如飞兆的FAN6300系列(包括FAN6300A、FAN6300H)，安森美的NCP1207、NCP1380系列，昂保的OB2201、OB2202、OB2203等；半桥谐振LLC变换器也有专用的PFM控制芯片，如ST公司的L6599与L6599A、飞兆半导体的FAN7621、FAN7631等，已并入安森美。

1、VM电压PWM控制器

由输出电压取样电路、误差放大器EA、比较器CP、振荡器OSC、锯齿波发生器以及承担电平锁存功能的SR触发器等部件构成。

工作原理：占空比发波大小由输出电压Uo进行采样，控制PWM占空比，使得输出电压电压稳定；在VM PWM控制器中，振荡器的开关频率是固定的，锯齿波的输出信号斜率也是固定的，PWM调节器实际是一个电压比较器，误差放大器EA输出信号Uc为受输出电压控制的一个模拟信号，当输入电压抬高，VC是减小的，反之是增加的，振荡器clk输出高电平，RS触发器Q置高，相当于时钟上升沿发波，什么时候停止发波低电平呢？受控于R端，R端变低，停止发波，再到下一个时钟上升沿再次发波；那占空比高电平始于CLK，终于R变低，整个周期clk的周期固定，占空比变低的时间为VC和斜波比较，当斜波大于VC时，停止发波；

优点：电压型控制器不需要斜率补偿电路，只有一个闭环反馈回路，

缺点：但反馈补偿电路设计相对复杂，最大缺点是对输入电压UIN 变化反应速度慢。例如，当输入电压UIN 发生阶跃跳变时，由于变换器输出端接有大容量滤波电容，输出电压UO 可能会出现明显的波动，经历一段时间后输出电压UO 才逐渐趋于稳定。因此，在电压型 PWM 控制器中可能还需要增加前馈电路，强迫锯齿波电压斜率随输入电压UIN 升高而增加，相当于减小占空比，斜率增加了，需要很短时间就复位了，起到了前馈作用；如TI的控制器 UCC3750 buck 控制器 VM控制具有前馈作用；提前补偿，有前馈的补偿，可以使得占空比和输入电压没关系，这样补偿也变得容易。

2、电流型控制器CM

电流型控制的开关电源技术与设计为改善开关控制器动态响应速度，1972年F.C.Shiwarz提出了电流型(Current Mode Control)控制器模型，它实际上是电流、电压双闭环负反馈控制系统，借助电压闭环负反馈稳定输出电压，以便获得良好的负载调整率；借助主开关电感或开关管电流闭环负反馈形成的前馈特性改善输入电压突变的响应速度，以便获得良好的线电压调整率。电流型控制器包括了峰值电流控制、平均电流控制、电流滞环控制三种方式。

工作原理：双闭环，外环电压环，内环电流环；通过输出电压的取样，控制PWM信号的占空比使得输出电压稳定，通过对电感电流进行取样，使得能够即时感知输入电压的变化，电流型PWM控制器中，振荡频率也是不变的，误差放大器的EA输出UC幅度决定着输出电压，在开关管Q1截止器件，取样信号为0，CP比较器的同相输入段Wie0，反相输入段Uc大于0，所以R端为0，触发器为高有效，当振荡器 OSC 高电平时触发S=1，Q值=1，打开MOS Q1,相当于时钟开门，关门是RS检测电阻上的电流斜波幅值决定，当大于UC时，触发高电平R=1，Q=0，关闭Q1，ton结束，进入toff，之道下一个时钟上升沿到来，开启下一个ton时刻，周而复始，RS触发器有两个功能（触发和保持功能。S=1触发开启，R=1 触发复位，其他时刻都是保持）；

优点：由于电感电流 IL=uin/L*T 检测电阻上电压波形US=IL*RS=uin/L*RS*t,可以看见斜波斜率受输入电压影响，成正比，本身就具备了电压前馈特性，对输入电压Uin的突变相应速度快，引其实恒流源控制，相对于VM控制，其补偿容易些，一般需要2型补偿或者基本的1型补偿就可稳定；如下图 3在输出电压升高和降低，输入电压降低时的占空比调整过程，可以看到输入电压降低时，直接改变占空比维持电感电流的稳定，所以其相应相对于VM调整更快。比较适合宽压输入的拓扑。

缺点是：CM在Q1开通时，由于变压器寄生电容通过MOS瞬间充电，引其前沿电压尖峰，一般需要RC滤波躲过，或者控制器里面有滤波或者延时计数等躲过，另外其占空比如大于0.5 CCM，有次谐波振荡，需要斜波补偿；对于DCM模式，不需要。

3、峰值电流型控制器次谐振现象与斜波补偿电路

工作在CCM模式下，占空比D>0.5出现次谐振现象；具体的表现为系统受到干扰，输入电压突变又恢复，负载突变又恢复等，相邻的两个开关周期，会因为电感电流的偏移，使得TON导通时间出现长短交替，使得系统进入失控状态，尤其是测试上出现大小波，出现比正常的开关频率更低的振荡，就是所谓的次谐波振荡现象。

具体的可用图4形象地解释。其中粗实线表示正常状态下的斜坡电压，虚线表示受干扰后的斜坡电压。

BOOST电感电流IL经过检测电阻采样，作为电流斜波信号，导通斜波US=IL*RS=uin/L*RS*t随着导通时间线性增加，变换器受到扰动后的第K个周期内，电感电流从最小值从IL’线性增加，如负载突然减小又快速恢复的扰动引起，或者输入电压有突变抬高后又恢复等，都会引起IL’降低，而控制器的ton 在第K个周期增加到Ton'，按理说应该经过数个周期后恢复到正常值，但是这个小小的扰动使得占空比大于0.5时，经过K+1,K+N, TOn时间缩短，以此往复，导致系统进入不稳定状态，形成次谐波震荡，而在DCM和CRM模式，因为每个周期IL均从0开始，所以不会出现此问题，仅仅扰动影响当前的开关周期占空比增大或者缩小；而当占空比小于0.5时，高中的几何原理很容易证明占空比增量逐渐缩小，扰动变小；

为此，在由峰值电流型PWM控制器构成的DC-DC变换器中，为避免占空比D>0.5时，CCM模式下峰值电流型PWM控制器出现次谐振现象，可使比较器的控制电压UC呈现向下的斜坡，或者在电流检测同相端增加一个谐波，（在电感电流对应的斜坡电压上叠加一个同频的斜率补偿电压，使等效的斜坡电压斜率增加。）目的是减小占空比，这块实际是引入一个谐波搞定占空比扰动；

(1)如果变换器工作在CCM模式，将占空比限制在0.5以内，可避免产生次谐振现象；

(2)在最小输入电压下，占空比D可能大于0.5时，选择DCM或BCM模式，也不存在次谐振现象；

(3) 在最小输入电压下，占空比D可能大于0.5，且变换器又必须工作在CCM模式时，则只能借助斜率补偿电路，方能避免出现次谐振现象，确保变换器稳定工作。

尽快峰值电流型控制策略在特定的条件下存在斜波补偿电路，但是其优点非常明显，消除了电感的双极点，使得系统的LC传递函数降为1阶，环路稳定补偿更容易，另外线调整率提高，对输入电压的相应速度快，很容易实现CBC逐周期限流保护，简化了过流保护电路设计，当多模块并联时，每个模块的基准均来自输入电压基准VC，很容易实现并联均流，目前绝大多数电流型反激，正激变换器Pwm控制芯片均采用这种控制方式。

4、平均电流型控制

此控制模式是1987年由B.L.WILKINSON 提出的平均电流型控制，该控制方案在PFC电路中得到了广泛应用。

其工作原理：UO经过输入采样通过FB送误差放大器的反相输入端，与参考电压误差经放大补偿之后的信号VE作为内环电流环的基准信号，这块与前面的VM,峰值CM控制相同的外环，VE作为内环平均电流的基准，峰值电流 CA为比较器，此平均电流为电流误差放大器，放大电感电流IL与UE的差值产生VC信号 VC信号再与锯齿波切割产生PWM，可见平均电流控制信号也是电压电流的双闭环控制系统；

优点：这种平均电流控制抗干扰能力强，稳定性高，缺点：电感平均电流采样电路复杂，检测元件体积大，功耗大；

5、电流滞环型控制

电流滞环型控制也通过采样电感电流，并与给定的电感上限电流、下限电流比较。当变换器电感电流大于Ilmax时，PWM输出低电平，使开关管断开，电感电流下降，当下降到低于Ilmin时，使得开关管导通；以此往复，由于电感电流的上升和下降斜率与负载轻重，与输入电压相关，因此电流滞环型控制的开关频率是不固定的，会随着负载轻重和输入电压的变化而变化，属于PFM的调制范畴

当然以上是经典的控制模式，不局限于这几种控制，还有电荷控制，单周期控制，数字PID控制等。可根据控制器的设计模式进行分析。

本文讲解了 PWM VM和CM（峰值，均值）， PFM （COT控制模式）经典控制方式。是目前常用工作方式，应用广泛。

二、H桥电机驱动电路

什么是H桥

因为电路长得像字母H而得名，通常它会包含四个独立控制的开关元器件，例如下图有四个MOSFET开关元器件Q1、Q2、Q3、Q4。

它们通常用于驱动电流较大的负载，比如电机。

H桥电路中间有一个直流电机M。

D1、D2、D3、D4是MOS-FET的续流二极管；

开关状态

下面以控制一个直流电机为例，对H桥的几种开关状态进行简单的介绍，其中正转和反转是人为规定的方向，实际工程中按照实际情况进行划分即可。

正转

通常H桥用来驱动感性负载，这里我们来驱动一个直流电机：

打开Q1和Q4
关闭Q2和Q3

此时假设电机正转，电流依次经过Q1、M、Q4 ，如下图中红色线条所示。

反转

另外一种状态则是电机反转，此时四个开关元器件的状态如下：

关闭Q1和Q4
打开Q2和Q3

此时电机反转，电流依次经过Q2、M、Q3 ，如下图中红色线条所示。

调速

如果要对直流电机调速，其中的一种方案就是：

关闭Q2和Q3
打开Q1 ，Q4上给它输入50%占空比的PWM波形

这样就达到了降低转速的效果，如果需要增加转速，则将输入PWM的占空比设置为100%，电流方向如下图中红色线条所示。

停止状态

这里以电机从正转切换到停止状态为例。

正转时Q1和Q4是打开状态，这时候如果关闭Q1和Q4，直流电机内部可以等效成电感，也就是感性负载，电流不会突变，那么电流将继续保持原来的方向进行流动，这时候我们希望电机里的电流可以快速衰减。

这里有两种办法。

第一种：

关闭Q1和Q4，这时候电流仍然会通过反向续流二极管进行流动，此时短暂打开Q1和Q3从而达到快速衰减电流的目的，电流方向如下图中红色线条所示。

第二种：

准备停止的时候，关闭Q1、打开Q2，这时候电流并不会衰减地很快，电流循环在Q2、M、Q4之间流动，通过MOS-FET的内阻将电能消耗掉。

补充-另外一种H桥电路

上文中是包含4个N型MOS管的H桥，另外还有包含2个N型、2个P型MOS管的H桥，下图就是这种H桥电路。它由2个P型场效应管Q1、Q2与2个N型场效应管Q3、Q4组成，桥臂上的4个场效应管相当于四个开关。

相对于前文4个N型MOS管的H桥电路，此电路的一个优点就是无论控制臂状态如何（绝不允许悬空状态），H桥都不会出现“共态导通”（短路）。

MOS管开关电路原理

P型MOS管在栅极为低电平时导通，高电平时关闭。

N型MOS管在栅极为高电平时导通，低电平时关闭。

正转

场效应管是电压控制型元件，栅极通过的电流几乎为“零”。

正因为这个特点，在连接好上图电路后，控制臂1置高电平（U=VCC）、控制臂2置低电平（U=0）时，Q1、Q4关闭，Q2、Q3导通。

此时，电机左端低电平、右端高电平，所以电流沿箭头方向流动，设定此时为电机正转。

三、DCDC分压反馈电阻可以随便取值吗？

相信每个硬件工程师应该都用过DC-DC，那么分压反馈电阻的取值有没有想过呢？

实际应用中大抵都是直接抄的手册中推荐的分压电阻阻值，就算没有正好对应输出电压的分压阻值，也一般是选择接近的电阻大小。

但是，总会有个别人可能想过：我想降低系统功耗，因此想让FB的分压电阻成倍增大，那到底有没有风险呢？

分压电阻主要影响4个方面：

1、效率

2、输出电压精度

3、噪声敏感性

4、稳定性

电阻式分压器是所有DC/DC转换器反馈系统中最为常见的网络。但是，人们常常错误地认为，它是一种简单地通过将电压调低至某个基准电压来实现输出电压调节的电路。在计算得到正确的分压器分压比以后，在选择实际电阻值时电源设计人员还必须沉思熟虑，因为它们会影响转换器的总体性能。

本文将讨论反馈系统中电阻式分压器的一些设计考虑以及这种分压器对转换器效率、输出电压精确度、噪声敏感性和稳定性的影响

效率

开关式 DC / DC 转换器拥有相对较高的效率，因为它们通过一些低损耗组件（例如；电容、电感和开关）为负载提供电力输送。高效率带来更长的电池使用时间，从而延长便携式设备的工作时间。

对低功耗 DC / DC 转换器而言，典型的电阻式反馈设计均要求分压器电阻器（R1+R2）具有非常大的总电阻（高达1MΩ)。这样可以最小化反馈分压器的电流。该电流会加到负载上．因此如果反馈分压器电阻较小，则电池必需为相同负载提供更多的电流和功率。这样一来，效率也就更低。这种状况并不理想，特别是在一些需要长电池使用时间的便携式应用中。

设计实例1

图1表明，反馈电阻较低时，低负载的效率下降。本例中我们使用（ TI )TPS62060EVM，其中 VIN =5V. VouT =1.8V，并且启用节能模式。在高负载电流下，负载功耗远大于电阻式反馈网络的功耗。这就是不同R1和R2值的效率会集中在高负载电流的原因。但是，在低负载电流下，不同反馈电阻的效率差异更加明显。这是因为，分压器的电流主导了负载的电流。因此，要想拥有更高的轻负载效率，一种较好的设计方法是使用产品说明书单中建议的大反馈电阻值。如果在某个特定设计中轻负载效率并不重要，则可以在对效率无明显影响的情况下使用更小的电阻。

输出电压精确度

我们刚刚讨论了如何利用大反馈电阻来提高效率。然而，选择的电阻过大则会影响转换器的输出电压精确度。因为存在进入转换器反馈引脚的漏电流。

图2显示了电阻式反馈分压器（R1和R2）的电流通路。反馈漏电流（IFB）固定不变时，R1的电流( lR1）随着R1和R2值增加而减小。因此，分压器电阻增加也就意味着进入反馈引脚的IR1漏电流百分比更大，并且R2的电流（1R2)降低，从而产生低于预期的反馈引脚电压（ VFB )。我们将 VFB 同一个内部基准电压比较，以此来设置输出电压，因此反馈电压的任何一点误差都会导致输出电压不精确。我们可以由基尔霍夫( Kirchhoff )电流定律推导出方程式1．其表明VFB为R1和R2的函数：

请注意，IFB在实际系统中并非固定不变，会因器件不异，并随工作状态变化。要想估算出漏电流引起的输出电压极端变化情况，需在计算中使用IFB的最大规定值。

设计实例2

方程式1和TI的TPS62130降压转换器用于绘制反馈引脚电压及相应输出电压情况，其为反馈分压器电阻的函数（请参见图3)。该电压图基于理想电阻，其可产生一个3.3V的输出电压，并且反馈引脚电压为0.8V。需要考虑的唯一误差项是产品说明书中规定的100nA最大反馈漏电流。

图3表明，反馈引脚电压随反馈分压器电阻增加而下降。由于反馈引脚电压得到补偿，转换器输出也得到补偿。低电阻时，没有反馈引脚电压的补偿，并且输出调节至设计规定的3.3V。

如果电阻器R2使用400kΩ的建议最大值（得到1650KΩ总分压电阻），则漏电流仅产生较小的输出电压下降。一般而言，产品说明书规定电阻器最大值是为了让输出电压维持在产品说明书规定精确度范围内。

噪声敏感性

电阻式分压器是转换器的一个噪声源。这种噪声也称作热噪声，分压器使用大电阻值时，这种噪声增加。

另外，大电阻会使更多噪声耦合进入转换器中。产生这种噪声的源头有很多，包括 AM 和 FM 无线电波、手机信号和 PCB 上的开关式转换器或者 RF 发射器。噪声甚至可以来自开关式DC/DC转换器本身，特别是 PCB 布局方法不当时。由于电阻式分压器连接反馈引脚，因此转换器闭环增益会放大噪声，从而出现在输出端。要想降低对其他噪声源的敏感性，设计人员可以使用更小的反馈电阻、更理想的电路板布局或者实施屏蔽。使用小反馈电阻的确可以降低噪声敏感性，但代价是效率稍有降低。

控制环路、瞬态响应和转换器稳定性

理想状态下，在使用网络分析仪测量时，一个稳定的转换器应有至少45°的相位裕量。这么大的相位裕量降低甚至消除了输出电压振铃，从而防止输入电压瞬态或者负载瞬态期间对电压敏感型负载的破坏。

根据不同的控制拓扑，产品说明书可能会要求或者建议电阻式反馈网络使用前馈电容（ CFF )。图4显示了这种装置。给电阻式分压器添加前馈电容可产生零点和极点，增加转换器的相位裕量和交叉频率，从而获得一个更高带宽、高稳定性的系统。

由图4所示电路传输函数，分别利用方程式2和3计算出零点fz和极点fp：

很明显，零点和极点都与电阻分压器和前馈电容所使用的值有关。因此，增加或降低电阻值来优化效率、电压精度或者噪声，会改变系统的整体环路。要想保住稳定性，需要根据前面的零点或者是产品说明书建议的零点（哪个值可用，就用哪个值），用方程式4计算一个新的CFF值：

设计实例3

通过使用一个降压转换器，我们看到了电阻式分压器对转化器稳定性的影响。本例中，我们使用了TI TPS62240降压转换器，并且Vin=3.6V，Vout=1.8V，Lout=2.2uH，Cout=10uF，Iload=300mA。

图5和图6分别显示了三种不同电阻式分压器网络的闭环响应及其相应瞬态响应。每个网络都使用一个前馈电容，以描述分压器网络组件如何改变降压转换器稳定性。当使用分压器网络组件的产品说明书建议值时（R1=365 kΩ,，R2=182 kΩ和CFF =22pF)，转换器稳定，并且相位裕量为59°。它的瞬态响应对此进行了验证，其输出电压稍许下降，并且没有振荡。

当反馈分压器电阻按照比例降至R1=3.65kΩ，和R2=1.82 kΩ，但使用相同的前馈电容CFF=22pF时，反馈网络的零点和极点将发生变化。频率响应表面转换器不太稳定，相位裕量为40°。转换器的瞬态响应证明输出电压压降更大，且振铃更多。为了维持原始频率响应和稳定性，我们重新计算CFF值，用于新的反馈电阻值。

利用方程式4，使用更小电阻值，前馈电容为2200pF，可计算得到新值。这样得到的结果与第一种情况类似。相位裕量56°，转换器稳定，其瞬态响应得到验证，输出电压微降，并且没有振荡。

对于一个在其控制拓扑中使用前馈电容的转换器来说，改变电阻式分压器的值很容易让转换器稳定降低。但是这个例子仅仅表明，只要前馈电容调节适当，改变这些值便可维持相同的频率响应和瞬态响应。

特殊情况设计

如果设计人员必须使用前馈电容来提高稳定性，且一些转换器的内部补偿要求特定的CFF值。这种情况下，不应使用方程式4。设计人员应使用产品说明书的建议设计方程式。例如，TITPS61070便有高侧反馈电阻器（R1）的内部补偿。它的产品说明书建议使用下列设计方程式，用于添加一个与R1并联的电容：

结论

电阻式反馈分压器或者网络会影响 DC / DC 转换器的效率、输出电压精确度、噪声敏感度和稳定性。要想获得具体产品说明书所列的性能，给反馈组件选择使用产品说明书建议值非常重要。另外，有些时候系统要求可能会背离这些建议，以达到其他一些设计目标。在理解这些不同参数之间的优缺点以后，设计人员才能正确地选择更大或者更小的电阻来满足其应用需求。

四、PCB覆铜实操要点

1、覆铜覆盖焊盘时，要完全覆盖，shape 和焊盘不能形成锐角的夹角。

2、尽量用覆铜替代粗线。当使用粗线时，过孔通常为非通常走线过孔，增大过孔的孔径和焊盘。

修改后：

3、尽量用覆铜替换覆铜+走线的模式，后者常常产生一些小尖角和直角使用覆铜替换走线:

修改后：

4、shape 的边界必须在格点上，grid-off 是不允许的。（sony规范)

5、shape corner 必须大小一致，如下图，corner 的两条边都是4 个格点，那么所有的小corner 都要这样做。

shape 不能跨越焊盘，进入器件内部，特别地，表层大范围覆铜。

8、严格意义上说，shape&shape，shape & line 必须等间隔，如果设定shape 和line 0.3mm,间距，那么所有的shape 间距都要如此，不能存在0.4mm 或者0.25mm 之类的情况，但为了守住格点铺铜，就是在满足0.3mm 间距的前提下的格点间距。

9、插头的外壳地，以及和外壳地相连的电感、电阻另一端的GND，覆铜。

10、插头的外壳地覆铜连接方式用8角的方式，而非Full Connect的方式

11、电容的GND端直接通过过孔进入内层地，不要通过铜皮连接，后者不利于焊接，且小区域的铜皮没有意义。

12、电源的连接，特别是从电源芯片输出的电源引脚采用覆铜的方式连接。

13、PCB，即使有大量空白区域，如果信号线的间距足够大，无需表层覆铜铺地。表层局部覆铜会造成电路板的铜箔不均匀平衡。

且如果覆铜距离走线过近，走线的阻抗又会受铜皮的影响。

14、由于空间紧张，GND不能就近通过过孔进入内层地，这时可通过局部覆铜，再通过过孔和内层地连接。

五、八大基础电路

在电子电路中，电源、放大、振荡和调制电路被称为模拟电子电路，因为它们加工和处理的是连续变化的模拟信号。

1 反馈

反馈是指把输出的变化通过某种方式送到输入端，作为输入的一部分。如果送回部分和原来的输入部分是相减的，就是负反馈。

2 耦合

一个放大器通常有好几级，级与级之间的联系就称为耦合。放大器的级间耦合方式有三种：

①RC 耦合(见图a): 优点是简单、成本低。但性能不是最佳。

② 变压器耦合(见图b):优点是阻抗匹配好、输出功率和效率高，但变压器制作比较麻烦。

③ 直接耦合(见图c): 优点是频带宽，可作直流放大器使用，但前后级工作有牵制，稳定性差，设计制作较麻烦。

3 功率放大器

能把输入信号放大并向负载提供足够大的功率的放大器叫功率放大器。例如收音机的末级放大器就是功率放大器。

3.1 甲类单管功率放大器

负载电阻是低阻抗的扬声器，用变压器可以起阻抗变换作用，使负载得到较大的功率。

这个电路不管有没有输入信号，晶体管始终处于导通状态，静态电流比较大，困此集电极损耗较大，效率不高，大约只有 35 %。这种工作状态被称为甲类工作状态。这种电路一般用在功率不太大的场合，它的输入方式可以是变压器耦合也可以是 RC 耦合。

3.2 乙类推挽功率放大器

下图是常用的乙类推挽功率放大电路。

它由两个特性相同的晶体管组成对称电路，在没有输入信号时，每个管子都处于截止状态，静态电流几乎是零，只有在有信号输入时管子才导通，这种状态称为乙类工作状态。当输入信号是正弦波时，正半周时 VT1 导通 VT2 截止，负半周时 VT2 导通 VT1 截止。两个管子交替出现的电流在输出变压器中合成，使负载上得到纯正的正弦波。这种两管交替工作的形式叫做推挽电路。

3.3 OTL 功率放大器

目前广泛应用的无变压器乙类推挽放大器，简称 OTL 电路，是一种性能很好的功率放大器。为了易于说明，先介绍一个有输入变压器没有输出变压器的 OTL 电路，如下图所示。

4 直流放大器

能够放大直流信号或变化很缓慢的信号的电路称为直流放大电路或直流放大器。测量和控制方面常用到这种放大器。

4.1 双管直耦放大器

直流放大器不能用 RC 耦合或变压器耦合，只能用直接耦合方式。下图是一个两级直耦放大器。直耦方式会带来前后级工作点的相互牵制，电路中在 VT2 的发射极加电阻 R E 以提高后级发射极电位来解决前后级的牵制。

直流放大器的另一个更重要的问题是零点漂移。所谓零点漂移是指放大器在没有输入信号时，由于工作点不稳定引起静态电位缓慢地变化，这种变化被逐级放大，使输出端产生虚假信号。放大器级数越多，零点漂移越严重。所以这种双管直耦放大器只能用于要求不高的场合。

4.2 差分放大器

解决零点漂移的办法是采用差分放大器，下图是应用较广的射极耦合差分放大器。它使用双电源，其中 VT1 和 VT2 的特性相同，两组电阻数值也相同， R E 有负反馈作用。实际上这是一个桥形电路，两个 R C 和两个管子是四个桥臂，输出电压 V 0 从电桥的对角线上取出。没有输入信号时，因为 RC1=RC2 和两管特性相同，所以电桥是平衡的，输出是零。由于是接成桥形，零点漂移也很小。差分放大器有良好的稳定性，因此得到广泛的应用。

5 集成运算放大器

集成运算放大器是一种把多级直流放大器做在一个集成片上，只要在外部接少量元件就能完成各种功能的器件。因为它早期是用在模拟计算机中做加法器、乘法器用的，所以叫做运算放大器。

6 振荡器

不需要外加信号就能自动地把直流电能转换成具有一定振幅和一定频率的交流信号的电路就称为振荡电路或振荡器。这种现象也叫做自激振荡。或者说，能够产生交流信号的电路就叫做振荡电路，

一个振荡器必须包括三部分：放大器、正反馈电路和选频网络。放大器能对振荡器输入端所加的输入信号予以放大使输出信号保持恒定的数值。正反馈电路保证向振荡器输入端提供的反馈信号是相位相同的，只有这样才能使振荡维持下去。选频网络则只允许某个特定频率f0能通过，使振荡器产生单一频率的输出。

振荡器能不能振荡起来并维持稳定的输出是由以下两个条件决定的;一个是反馈电压Uf和输入电压 Ui要相等，这是振幅平衡条件。二是 Uf 和 Ui 必须相位相同，这是相位平衡条件，也就是说必须保证是正反馈。一般情况下，振幅平衡条件往往容易做到，所以在判断一个振荡电路能否振荡，主要是看它的相位平衡条件是否成立。

振荡器按振荡频率的高低可分成超低频( 20赫以下)、低频( 20赫～ 200千赫)、高频(200千赫～ 30兆赫)和超高频( 10兆赫～ 350兆赫)等几种。按振荡波形可分成正弦波振荡和非正弦波振荡两类。

正弦波振荡器按照选频网络所用的元件可以分成 LC 振荡器、 RC振荡器和石英晶体振荡器三种。石英晶体振荡器有很高的频率稳定度，只在要求很高的场合使用。在一般家用电器中，大量使用着各种 LC振荡器和 RC 振荡器。

6.1 LC振荡器

LC 振荡器的选频网络是LC 谐振电路。它们的振荡频率都比较高，常见电路有 3 种。

1) 变压器反馈 LC 振荡电路

图(a)是变压器反馈 LC 振荡电路。晶体管 VT 是共发射极放大器。变压器 T 的初级是起选频作用的 LC 谐振电路，变压器 T 的次级向放大器输入提供正反馈信号。接通电源时， LC 回路中出现微弱的瞬变电流，但是只有频率和回路谐振频率 f 0 相同的电流才能在回路两端产生较高的电压，这个电压通过变压器初次级 L1 、 L2 的耦合又送回到晶体管 V 的基极。从图(b)看到，只要接法没有错误，这个反馈信号电压是和输入信号电压相位相同的，也就是说，它是正反馈。因此电路的振荡迅速加强并最后稳定下来。

变压器反馈 LC 振荡电路的特点是：频率范围宽、容易起振，但频率稳定度不高。它的振荡频率是：f 0 =1/2π LC 。常用于产生几十千赫到几十兆赫的正弦波信号。

2) 电感三点式振荡电路

图(a)是另一种常用的电感三点式振荡电路。图中电感 L1 、 L2 和电容 C 组成起选频作用的谐振电路。从 L2 上取出反馈电压加到晶体管 VT 的基极。从图(b)看到，晶体管的输入电压和反馈电压是同相的，满足相位平衡条件的，因此电路能起振。由于晶体管的 3 个极是分别接在电感的 3 个点上的，因此被称为电感三点式振荡电路。

电感三点式振荡电路的特点是：频率范围宽、容易起振，但输出含有较多高次调波，波形较差。它的振荡频率是：f 0 =1/2π LC ，其中 L=L1 + L2 + 2M 。常用于产生几十兆赫以下的正弦波信号。

3) 电容三点式振荡电路

还有一种常用的振荡电路是电容三点式振荡电路，见图(a)。图中电感 L 和电容 C1 、 C2 组成起选频作用的谐振电路，从电容 C2 上取出反馈电压加到晶体管 VT 的基极。从图(b)看到，晶体管的输入电压和反馈电压同相，满足相位平衡条件，因此电路能起振。由于电路中晶体管的 3 个极分别接在电容 C1 、 C2 的 3 个点上，因此被称为电容三点式振荡电路。

电容三点式振荡电路的特点是：频率稳定度较高，输出波形好，频率可以高达 100 兆赫以上，但频率调节范围较小，因此适合于作固定频率的振荡器。它的振荡频率是：f 0 =1/2π LC ，其中 C= C 1 +C 2 。

上面 3 种振荡电路中的放大器都是用的共发射极电路。共发射极接法的振荡器增益较高，容易起振。也可以把振荡电路中的放大器接成共基极电路形式。共基极接法的振荡器振荡频率比较高，而且频率稳定性好。

6.2 RC 振荡器

RC 振荡器的选频网络是 RC 电路，它们的振荡频率比较低。常用的电路有两种。

1) RC 相移振荡电路

RC 相移振荡电路的特点是：电路简单、经济，但稳定性不高，而且调节不方便。一般都用作固定频率振荡器和要求不太高的场合。它的振荡频率是：当 3 节 RC 网络的参数相同时：f 0 = 1 2π 6RC 。频率一般为几十千赫。

2) RC 桥式振荡电路

RC 桥式振荡电路的性能比 RC 相移振荡电路好。它的稳定性高、非线性失真小，频率调节方便。它的振荡频率是：当 R1=R2=R 、 C1=C2=C 时 f 0 = 1 2πRC 。它的频率范围从 1 赫～ 1 兆赫。

7 调幅和检波电路

广播和无线电通信是利用调制技术把低频声音信号加到高频信号上发射出去的。在接收机中还原的过程叫解调。其中低频信号叫做调制信号，高频信号则叫载波。常见的连续波调制方法有调幅和调频两种，对应的解调方法就叫检波和鉴频。

7.1 调幅电路

调幅是使载波信号的幅度随着调制信号的幅度变化，载波的频率和相位不变。能够完成调幅功能的电路就叫调幅电路或调幅器。

调幅是一个非线性频率变换过程，所以它的关键是必须使用二极管、三极管等非线性器件。根据调制过程在哪个回路里进行可以把三极管调幅电路分成集电极调幅、基极调幅和发射极调幅 3 种。下面举集电极调幅电路为例。

上图是集电极调幅电路，由高频载波振荡器产生的等幅载波经 T1 加到晶体管基极。低频调制信号则通过 T3 耦合到集电极中。C1 、 C2 、 C3 是高频旁路电容， R1 、 R2 是偏置电阻。集电极的 LC 并联回路谐振在载波频率上。如果把三极管的静态工作点选在特性曲线的弯曲部分，三极管就是一个非线性器件。因为晶体管的集电极电流是随着调制电压变化的，所以集电极中的 2 个信号就因非线性作用而实现了调幅。由于 LC 谐振回路是调谐在载波的基频上，因此在 T2 的次级就可得到调幅波输出。

7.2 检波电路

检波电路或检波器的作用是从调幅波中取出低频信号。它的工作过程正好和调幅相反。检波过程也是一个频率变换过程，也要使用非线性元器件。常用的有二极管和三极管。另外为了取出低频有用信号，还必须使用滤波器滤除高频分量，所以检波电路通常包含非线性元器件和滤波器两部分。下面举二极管检波器为例说明它的工作原理。

上图是一个二极管检波电路。VD 是检波元件， C 和 R 是低通滤波器。当输入的已调波信号较大时，二极管 VD 是断续工作的。正半周时，二极管导通，对 C 充电;负半周和输入电压较小时，二极管截止， C 对 R 放电。在 R 两端得到的电压包含的频率成分很多，经过电容 C 滤除了高频部分，再经过隔直流电容 C0 的隔直流作用，在输出端就可得到还原的低频信号。

8 调频和鉴频电路

调频是使载波频率随调制信号的幅度变化，而振幅则保持不变。鉴频则是从调频波中解调出原来的低频信号，它的过程和调频正好相反。

8.1 调频电路

能够完成调频功能的电路就叫调频器或调频电路。常用的调频方法是直接调频法，也就是用调制信号直接改变载波振荡器频率的方法。下图画出了它的大意，图中用一个可变电抗元件并联在谐振回路上。用低频调制信号控制可变电抗元件参数的变化，使载波振荡器的频率发生变化。