数字下变频（DDC）基础知识

数字下变频（DDC）基础知识

偶然间读到的国外技术博客，写的不错，翻译后供大家参考。不知道如何征求原博主同意，如果此翻译涉及侵权的话，请及时联系我删除。

本文讨论了数字下变频（DDC），一种广泛应用于数字无线电接收机的技术。 将DDC与传统的双下变频接收机进行了比较，说明了使用DDC的优点。 本文还举例说明了DDC的工作原理以及它如何消除模拟元件的一些缺点。

数字下变频是广泛用于数字无线电接收机中的数字信号处理技术。 本文将回顾数字下变频器（DDC）的基础知识。 我们首先来看看使用DDC而非模拟DDC的优势。 然后，我们将讨论一个示例，探索DDC的基本操作。

为了了解使用DDC的优势，我们首先回顾一下传统的双通道下变频接收机并分析其缺点。 基本的双通道下变频接收机如图1所示。 如您所见，信号在被模数转换器（ADC）数字化之前，有几个模拟模块。

图1

以下部分回顾了上述接收器中使用的每个模块的基本功能。 如果您熟悉RF工程的基础知识，您可以通过下一节来更新您的知识;否则，您可能需要先阅读AAC的RF教科书。

基本双下变频接收机

在图1的接收机中，第一带通滤波器BPF 1对图中标记为“RF混频器”的第一混频器执行镜像抑制。 它还部分抑制了天线拾取的干扰。 这放宽了低噪声放大器（LNA）的线性度要求。

带通滤波器的输出由LNA放大。 这种放大使得由后续级贡献的噪声与期望信号相比相对较小。 以此方式，接收器变得对LNA之后的级的噪声较不敏感。

然后，RF混频器将节点B处的放大信号下变频到中频$f_{IF}$。

既然所需信号已下变频至较低频率，我们就可以更轻松地构建一个Q值相对较高的滤波器BPF2，并部分执行通道选择。 注意，由于接收机的双下变频结构，第一混频器的中频$f_{IF}$可以相对较高。 这放宽了BPF1的要求。

接下来，信号通过振荡器2驱动的正交混频器（见图1）。 振荡器2的频率等于$f_{IF}$，使得期望频带的中心频率将被转换为DC。 这意味着IF混频器不需要镜像抑制滤波器。

接下来，我们通过基带低通滤波器（LPF）执行通道选择，最后，ADC将对所需信号进行数字化，结果将由数字信号处理器（DSP）进一步处理。 DSP引擎将执行诸如均衡、解调和信道解码之类的操作。

传统无线电接收机的缺陷及解决方法

我们可以考虑图1所示双通道下变频接收机的三个主要局限性：

1. 两条基带路径必须高度匹配。 蓝色路径中的IF混频器、LPF和ADC必须与绿色路径中的相应元件匹配。
2. 模拟滤波器会引入相位失真。
3. ADC会注入一个直流项，该直流项不易从所需信息中去除。 请注意，图1中的IF混频器将所需通道的中心频率转换为DC，ADC可能会注入误差项。 此ADC失调可能由其构建模块（如放大器和比较器）的失调产生。 失调项导致非零数字码，即使向ADC施加零信号也是如此。 这在以非常低的频率传送信息的系统中可能非常重要。

我们可以在接收机的DSP部分中弥补这些缺陷;然而，更好的解决方案是将A/D转换器置于接收机链中的正交混频器之前。 如图2所示。

图2

如图所示，现在模数转换在中频而不是基带进行。 这意味着ADC必须以更高的采样速率工作。 如图所示，ADC之后的模块均在数字域工作。 例如，图2中振荡器2的输出实际上是正弦和余弦信号对应的数字值。 为了实现振荡器2，我们通常使用直接数字频率合成器（DDS）。 第二次下变频使用两个数字乘法器执行，LPF为数字滤波器。

如上所述，采用图2的结构时，ADC必须以更高的采样速率工作。 这可能被认为是一个缺点，但DDC方法也提供了显著的优势：

1. 现在，IF混频器和LPF都是数字电路。 因此，由模拟元件之间的失配引起的不平衡相关失真已被消除。
2. 与模拟域不同，我们可以轻松设计线性相位数字滤波器。
3. 信号通过IF混频器之前，ADC注入的直流项可以通过数字滤波器轻松消除（示例参见《Digital Front-End in Wireless Communications and Broadcasting》第12章）。

注意，虽然图2中的正交混频器和LPF位于接收机DSP引擎之外，但我们当然可以在系统DSP平台内实现这些模块。 此外，在基带LPF之后，我们可以显著降低采样速率，而不会丢失所需信息（更多信息请参阅我的文章“多速率DSP及其在模数转换中的应用”）。 因此，我们可以重新绘制图2虚线框内的电路，如图3所示。 此模块称为数字下变频器或DDC。

图3

数字下变频

假设经过模数转换后，所需信号的频谱如图4所示。

图4

所需信号的中心频率为110 MHz，带宽为4 MHz（图中显示了正频率和负频率）。 此外，我们假设ADC以440 MSPS（每秒百万样本数）的速率产生样本。 DDC将如何处理此输入？

DDC采用的DDS将产生$110MHz$正弦和余弦信号。 这些正弦和余弦函数中的每一个都将产生$\pm 110MHz$的脉冲。 由于时域中的乘法对应于频域中的卷积，因此我们将得到图3中节点A和B的频谱，如图5所示。

图5

如您所见，± 110 MHz的频移将图4中的蓝色频谱转换为220 MHz和DC。 类似地，绿色光谱被移动到DC和-220MHz。 我们能够对节点A和B使用一个图，因为这两个节点具有相同的振幅特性，并且图5仅传达振幅谱。 节点A的相位谱将不同于节点B的相位谱。

请注意，在图5中，信号边带在下变频后在直流周围重叠。 考虑到这种重叠，我们能否仅使用以DC为中心的频谱部分恢复所需信息？ 是的，我们可以;我们使用正交混频，它产生两个相同的幅度谱，但也产生两个不同的相位谱，重叠区域的相位谱允许我们恢复原始信息。 由于这种重叠不是问题，2 MHz以上的频率分量不提供任何必要的信息，因此我们可以在数字混频器之后放置一个LPF，以仅保留2 MHz以下的频率分量。 这种低通滤波在图3中被描绘为单级滤波器，通常被实现为两级滤波器，如图6所示。

图6

第一级LPF 1可用于消除以220 MHz为中心的高频成分。 为此，我们需要一个通带扩展至约2 MHz、阻带从约218 MHz开始的LPF。 这种滤波操作有时称为对DDS产生的镜像信号进行滤波。

第二级LPF 2消除2 MHz至218 MHz之间的任何无用频率成分。 在LPF 2之后，信号不包含超出预期信息带宽的频率分量（即， 2 MHz），但我们仍使用440 MSPS来表示此信号。 因此，我们可以应用下采样概念来降低采样率。

一种更有效的实现方式是将LPF 2分解为级联级，并在这些级中的每一级之后执行整体下采样的一部分。

结语

在本文中，我们分析了使用DDC的好处。 我们看到，DDC可以改善基本双通道下变频接收机的性能：它可以消除模拟IF混频器产生的不平衡相关失真，并避免模拟滤波器的相位失真。 DDC之后，采样速率显著降低，我们可以更高效地实现进一步处理数据的DSP例程。

原文连接：Basics of Digital Down-Conversion in DSP - Technical Articles (allaboutcircuits.com)