本文主要是介绍超大规模集成电路设计----CMOS反相器（五），希望对大家解决编程问题提供一定的参考价值，需要的开发者们随着小编来一起学习吧！
本文仅供学习，不作任何商业用途，严禁转载。绝大部分资料来自----数字集成电路——电路、系统与设计(第二版)及中国科学院段成华教授PPT
超大规模集成电路设计----CMOS反相器（五）
- 5.1 静态CMOS反相器综述
- 5.1.1 静态CMOS反相器优点
- 5.1.2 静态CMOS反相器的VTC曲线
- 5.1.3 静态CMOS反相器瞬态响应简要分析
- 5.2 CMOS反相器稳定性评估——静态特性
- 5.2.1 开关阈值 V M V_M VM
- PMOS与NMOS比例对开关阈值影响详细分析
- 5.2.2 噪声容限
- 5.3.3 再谈稳定性
- 器件参数的变化
- 降低电源电压
- 5.3 CMOS反相器的动态特性
- 5.3.1 计算电容值
- 5.3.2 传播延时：一阶分析
- 5.3.3 从设计角度考虑传播延时
- 5.3.3.1 PMOS与NMOS---β参数
- 5.3.3.2 超大负载时单个反相器尺寸确定
- 5.3.3.2 超大负载时反相器链尺寸、级数确定
- 反相器链例题
- 5.3.3.3 输入信号上升下降时间对传播延时的影响
- 5.3.3.4 存在互连线时的延时
- 5.4 功耗、能量和能量延时
- 5.4.1 动态功耗
- 5.4.1.1 充放电电容引起的功耗
- 5.4.1.2 直流通路引起的功耗
- 5.4.2 静态功耗
- 漏源与衬底之间的漏电
- 亚阈值电流
- 5.4.3 总功耗
为什么要学习这一章：CMOS反相器充斥着组合电路和时序电路的各个角落。在本篇博文中，我们将首先对CMOS反相器的静态和动态特性进行分析，然后再分析各种负载强度下，我们应该如何合理地设计反相器。最后我们对CMOS反相器的功耗进行分析。标黄部分属于必须掌握的部分，黑体部分表示强调部分，有助于理解，对于普通字体部分，时间紧急的浏览者可以选择忽略，对于初学者，建议博文每部分都需要连贯阅读。
5.1 静态CMOS反相器综述
5.1.1 静态CMOS反相器优点
为什么我们要用CMOS反相器，它究竟有什么魔力
- 输出摆幅为电源轨。
- 输出逻辑电平与器件相对尺寸无关，晶体管可做到当前工艺下的最小，为无比逻辑。
- 静态时，输出点与VDD或GND有一个有限电阻的通路，具有低输出阻抗，所以对噪声不敏感。
- 输入电阻极高，理论上可以有无穷大的扇出。
- 稳态情况下电源线和地线无直接通路，没有电流（忽略漏电流），意味着没有静态功率。
5.1.2 静态CMOS反相器的VTC曲线
具体推导看书即可，这里直接给出VTC曲线。
要记住不同的输入电压，对应NMOS管和PMOS管的工作状态
5.1.3 静态CMOS反相器瞬态响应简要分析
t P H L = f ( R o n , C L ) = 0.69 R o n C L t_{PHL}=f(R_{on},C_L)=0.69R_{on}C_L tPHL=f(Ron,CL)=0.69RonCL，从这个式子我们可以看出，反相器的速度取决于MOS管的等效电阻和负载电容，那么究竟该如何降低这个传播延时呢，后续我们将进行讨论。
5.2 CMOS反相器稳定性评估——静态特性
V O H = V D D V O L = G N D V_{OH}=VDD V_{OL}=GND VOH=VDDVOL=GND，在这一前提下，我们来推导 V M , V I H , V I L V_M,V_{IH},V_{IL} VM,VIH,VIL及噪声容限的精确值。即我们分析反相器的稳定性是通过分析反相器的噪声容限来实现的。
5.2.1 开关阈值 V M V_M VM
V M V_M VM 定义在 V i n = V o u t V_{in}=V_{out} Vin=Vout的点，反映在VTC曲线上就是y=x这条直线与VTC曲线的交点横坐标。
因为当输入电压在开关阈值附近时，PMOS和NMOS均处于饱和状态，所以可以得到下面这个式子
k n V D S A T n ( V M − V T n − V D S A T n 2 ) + k p V D S A T p ( V M − V D D − V T p − V D S A T p 2 ) = 0 k_nV_{DSATn}\bigg(V_M-V_{Tn}-\frac{V_{DSATn}}{2}\bigg)+k_pV_{DSATp}\bigg(V_M-V_{DD}-V_{Tp}-\frac{V_{DSATp}}{2}\bigg)=0 knVDSATn(VM−VTn−2VDSATn)+kpVDSATp(VM−VDD−VTp−2VDSATp)=0
化简得
V M = ( V T n + V D S A T n 2 ) + r ( V D D + V T p + V D S A T p 2 ) 1 + r V_M=\frac{\left(V_{Tn}+\frac{V_{DSATn}}{2}\right)+r\Big(V_{DD}+V_{Tp}+\frac{V_{DSATp}}{2}\Big)}{1+r} VM=1+r(VTn+2VDSATn)+r(VDD+VTp+2VDSATp)
其中
r = k p V D S A T p k n V D S A T n = υ s a t p W p υ s a t n W n r=\frac{k_pV_{DSATp}}{k_nV_{DSATn}}=\frac{\mathbf{\upsilon}_{satp}W_p}{\mathbf{\upsilon}_{satn}W_n} r=knVDSATnkpVDSATp=υsatnWnυsatpWp
为了分析方便，我们将上面的式子简化，得到
V M ≈ r V D D 1 + r V_M\approx\frac{rV_{DD}}{1+r} VM≈1+rrVDD
以后分析开关阈值，我们都只看这个简化的式子。
简单观察这个式子，我们发现如果r越大，则开关阈值就越大，直观的物理理解就是，r越大表明PMOS管子做的比NMOS越大，那么PMOS上拉能力就强，这样我要把输出电压下拉就需要更大的输入电压，这样开关阈值就增大了。
假如工程要求给定开关阈值，要求我们求PMOS和NMOS的大小比，那就根据下式来决定。
( W / L ) p ( W / L ) n = k n ′ V D S A T n ( V M − V T n − V D S A T n / 2 ) k p ′ V D S A T p ( V D D − V M + V T p + V D S A T p / 2 ) \frac{(W/L)_p}{(W/L)_n}=\frac{k'_nV_{DSATn}(V_M-V_{Tn}-V_{DSATn}/2)}{k'_pV_{DSATp}(V_{DD}-V_M+V_{Tp}+V_{DSATp}/2)} (W/L)n(W/L)p=kp′VDSATp(VDD−VM+VTp+VDSATp/2)kn′VDSATn(VM−VTn−VDSATn/2)
一个经典示例，0.25um下，给CMOS反相器2.5V供电，若要求开关阈值为1.25V，即电源电压的一半，则此时
( W / L ) p ( W / L ) n = 3.5 \frac{(W/L)_p}{(W/L)_n}=3.5 (W/L)n(W/L)p=3.5，最好是记住这个比例值
PMOS与NMOS比例对开关阈值影响详细分析
观察这个图可以得到如下信息
- VM对于器件比值的变化相对没想象的那么敏感，较小的比值变化对VM影响不大，这降低了对工艺准度的依赖。
- 可以利用PMOS和NMOS宽度比值变化来改变开关阈值从而主动制作一个VTC曲线不对称的CMOS反相器。具体应用如下图。
观察上图，对于Vma的阈值，输出响应如a所示，跳变非常多，但是如果把阈值改成Vmb，输出就会变得光滑。
5.2.2 噪声容限
对于一般情况，定义 V I H V_{IH} VIH和 V I L V_{IL} VIL为VTC曲线上 d V o u t d V i n = − 1 \begin{aligned}\frac{\mathrm{d}V_{out}}{\mathrm{d}V_{in}}&=-1\end{aligned} dVindVout=−1的两个点，这个时候反相器的小信号增益g=-1，这样可以推导出 V I H V_{IH} VIH和 V I L V_{IL} VIL的解析表达式，但是过于复杂了，下面我们采用一种更合理的手工分析方法来分析。
我们先利用VTC曲线找到VM，然后求出VM处的斜率曲线，让这个斜率曲线与Vout=VOH和Vout=VOL相交，得到的两个点分别就是VIL和VIH。
那么该如何推导出VIH和VIL用VM和g表达的式子呢？请看下面的推导。
- 首先我们先把过VM且斜率为g的曲线表达出来 V o u t − V M = g ( V i n − V M ) V_{out}-V_M=g(V_{in}-V_M) Vout−VM=g(Vin−VM)
- 令Vout=0得到 V I H = V M − V M g V_{IH}=V_M-\frac{V_M}g VIH=VM−gVM
- 令Vout=VDD得到 V I L = V M + V D D − V M g V_{IL}~=~V_M+\frac{V_{DD}-V_M}g VIL = VM+gVDD−VM
得到VIH和VIL之后就可以得到 N M H NM_H NMH和 N M L NM_L NML，即高电压噪声容限和低电压噪声容限。
N M H = V D D − V I H NM_H=V_{DD}-V_{IH} NMH=VDD−VIH
N M L = V I L NM_L=V_{IL} NML=VIL
最后我们还要求一下g的表达式
k n V D S A T n ( V i n − V T n − V D S A T n 2 ) ( 1 + λ n V o u t ) + k p V D S A T p ( V i n − V D D − V T p − V D S A T p 2 ) ( 1 + λ p V o u t − λ p V D D ) = 0 \begin{gathered}k_nV_{DSATn}\bigg(V_{in}-V_{Tn}-\frac{V_{DSATn}}2\bigg)(1+\lambda_nV_{out})+k_pV_{DSATp}\bigg(V_{in}-V_{DD}-V_{Tp}-\frac{V_{DSATp}}2\bigg)(1+\lambda_pV_{out}-\lambda_pV_{DD})=0\end{gathered} knVDSATn(Vin−VTn−2VDSATn)(1+λnVout)+kpVDSATp(Vin−VDD−VTp−2VDSATp)(1+λpVout−λpVDD)=0
通过对这个反相器的电流表达式求导即可得增益。
即 d V o u t d V i n = − k n V D S A T n ( 1 + λ n V o u t ) + k p V D S A T p ( 1 + λ p V o u t − λ p V D D ) λ n k n V D S A T n ( V i n − V T n − V D S A T n / 2 ) + λ p k p V D S A T p ( V i n − V D D − V T p − V D S A T p / 2 ) \frac{\mathrm{d}V_{out}}{\mathrm{d}V_{in}}=-\frac{k_nV_{DSATn}(1+\lambda_nV_{out})+k_pV_{DSATp}(1+\lambda_pV_{out}-\lambda_pV_{DD})}{\lambda_nk_nV_{DSATn}(V_{in}-V_{Tn}-V_{DSATn}/2)+\lambda_pk_pV_{DSATp}(V_{in}-V_{DD}-V_{Tp}-V_{DSATp}/2)} dVindVout=−λnknVDSATn(Vin−VTn−VDSATn/2)+λpkpVDSATp(Vin−VDD−VTp−VDSATp/2)knVDSATn(1+λnVout)+kpVDSATp(1+λpVout−λpVDD)
忽略某些二次项并令Vin=VM代入上式得到
g = − 1 I D ( V M ) k n V D S A T n + k p V D S A T p λ n − λ p ≈ 1 + r ( V M − V T n − V D S A T n / 2 ) ( λ n − λ p ) \begin{aligned}g&=-\frac1{I_D(V_M)}\frac{k_nV_{DSATn}+k_pV_{DSATp}}{\lambda_n-\lambda_p}\\&\approx\frac{1+r}{(V_M-V_{Tn}-V_{DSATn}/2)(\lambda_n-\lambda_p)}\end{aligned} g=−ID(VM)1λn−λpknVDSATn+kpVDSATp≈(VM−VTn−VDSATn/2)(λn−λp)1+r
其中 I D ( V M ) I_D(V_M) ID(VM)是Vin=VM时流过反相器的电流。
观察上述的g的表达式可知，这个增益几乎完全取决于工艺参数，特别是沟道长度调制效应。通过改变电源电压和晶体管尺寸产生的影响很小。
在实际例子中，通过上述表达式算出来的g绝对值会比实际偏大，所以实际中噪声容限是要比理论计算小的。关于这段话的论证，可以看原书的例题5.2
5.3.3 再谈稳定性
器件参数的变化
我们之前就讨论过，器件大小的变化对开关阈值变化并不明显，但是为了进一步确认其他工艺参数也不会对CMOS门造成大影响，我们还是进行了如下仿真。
可以发现器件的栅氧厚度，长度，宽度和阈值对VTC曲线变化不是很明显，这是非常好的特性！
降低电源电压
根据这个表达式① g = − 1 I D ( V M ) k n V D S A T n + k p V D S A T p λ n − λ p ≈ 1 + r ( V M − V T n − V D S A T n / 2 ) ( λ n − λ p ) \begin{aligned}g&=-\frac1{I_D(V_M)}\frac{k_nV_{DSATn}+k_pV_{DSATp}}{\lambda_n-\lambda_p}\\&\approx\frac{1+r}{(V_M-V_{Tn}-V_{DSATn}/2)(\lambda_n-\lambda_p)}\end{aligned} g=−ID(VM)1λn−λpknVDSATn+kpVDSATp≈(VM−VTn−VDSATn/2)(λn−λp)1+r和表达式② V M ≈ r V D D 1 + r V_M\approx\frac{rV_{DD}}{1+r} VM≈1+rrVDD我们得到一个结论。
如果降低VDD，那么g的绝对值会增大，这肯定是有好处的
假定阈值电压Vth=0.4V，从这张图可以看出，当VDD>Vth时，减小VDD确确实实能增大过渡区增益。那我们能不能继续降低VDD到Vth以下呢？答案是可以再减小一点，但是也不能太少。那究竟具体能到多少呢？请看下面分析。
假如我们再降VDD，让其在Vth以下，仍然会存在VTC曲线，这是亚阈值电流的原因，但是由于电流太小，输出变化其实是很慢的。然而我们发现当VDD降到很小的时候，VTC曲线就开始不成样子了，根据理论知识，我们要求电源电压大于两倍的热电势，因为当VDD低于这一个电压的时候，热噪声就很大了，会出问题，写成表达式如下
V D D m i n > 2...4 k T q V_{DDmin}>2...4\frac{kT}q VDDmin>2...4qkT
5.3 CMOS反相器的动态特性
由于CMOS的传播延时与CL负载电容有关，那么减小CL就是关键，既然要减小CL，那我们就要分析CL具体是怎么组成的。
5.3.1 计算电容值
这张图画出的所有电容都会影响Vout的瞬态响应，所以我们把图中的所有电容加起来就是Vout点出的CL。下面讨论CL是我们假定Vin输入的信号上升和下降时间都为0。
5.3.1.1 栅漏电容 C g d 1 , 2 C_{gd1,2} Cgd1,2
密勒效应（Miller effect）是在电子学中，反相放大电路中（反相电路独有！），输入与输出之间的分布电容或寄生电容由于放大器的放大作用，其等效到输入端的电容值会变成1+K倍，等效到输出的电容会变成1+1/K倍，其中K是该级放大电路电压放大倍数的绝对值。所以其中一个栅漏电容等效如下图所示。默认反相器K=-1
假如Vout一开始是高点平，Vin一开始是低电平，这个时候NMOS处于截止区，这个时候Vin瞬间变成高点平，在这一瞬间NMOS是处于饱和区的，然后Vout开始放电，我们只讨论Vout从VDD放电到1/2 VDD的过程，同时假定1/2VDD>VDD-Vthn，在这个假定下，NMOS在开始的时候是截止区，Vin一变化到高点平到放电结束(Vout=1/2VDD)这个过程，NMOS都处于饱和区。在这个分析下，我们可以得到Cgd的公式如下
C g d n = 2 C G D 0 n W n C_{gdn}=2C_{GD0n}W_n Cgdn=2CGD0nWn，注意这个只是NMOS的Cgd，不包括PMOS的，PMOS和这个类似但是这个公式已经考虑了密勒效应。
5.3.1.2 扩散电容 C d b 1 , 2 C_{db1,2} Cdb1,2
扩散电容来自于漏极和体之间的反偏PN结，之前在讨论MOS器件的时候已经讨论过了，详情见这篇博文超大规模集成电路设计----MOS器件原理（三）
然而这是一个非线性的电容，我们将其线性化如下。
C e q = K e q C j 0 C_{eq}=K_{eq}C_{j0} Ceq=KeqCj0
K e q = − ϕ 0 m ( V h i g h − V l o w ) ( 1 − m ) [ ( ϕ 0 − V h i g h ) 1 − m − ( ϕ 0 − V l o w ) 1 − m ] K_{eq}=\frac{-\phi_0^m}{(V_{high}-V_{low})(1-m)}[(\phi_0-V_{high})^{1-m}-(\phi_0-V_{low})^{1-m}] Keq=(Vhigh−Vlow)(1−m)−ϕ0m[(ϕ0−Vhigh)1−m−(ϕ0−Vlow)1−m]
5.3.1.3 连线电容 C w C_{w} Cw
这个电容取决于连线的长度和宽度，还与扇出离驱动门的距离，扇出门的数目有关。
5.3.1.4 扇出的栅电容 C g 3 , 4 C_{g3,4} Cg3,4
假设负载栅电容等于两个负载门栅电容的总和。
C f a n o u t = C g a t e ( N M O S ) + C g a t e ( P M O S ) = ( C G S O n + C G D O n + W n L n C o x ) + ( C G S O p + C G D O p + W p L p C o x ) \begin{aligned}C_{fanout}&=C_{gate}(\mathrm{NMOS})+C_{gate}(\mathrm{PMOS})\\&=(C_{GSOn}+C_{GDOn}+W_{n}L_{n}C_{ox})+(C_{GSOp}+C_{GDOp}+W_{p}L_{p}C_{ox})\end{aligned} Cfanout=Cgate(NMOS)+Cgate(PMOS)=(CGSOn+CGDOn+WnLnCox)+(CGSOp+CGDOp+WpLpCox)
这里我们认为 C g 3 C_{g3} Cg3和 C g 4 C_{g4} Cg4是直接连接到VDD和GND的，并且忽略密勒效应。同时假定一个管子一直是线性的，另一个管子从截止进入饱和状态，这样的话沟道电容一直不变，一直是 W L C o x WLC_{ox} WLCox
5.3.1.5 总的电容 C L C_L CL
C L = ( C g d 1 + C d g 2 ) + ( C d b 1 + C d b 2 ) + ( C g 3 + C g 4 ) + C w C_L=(C_{gd1}+C_{dg2})+(C_{db1}+C_{db2})+(C_{g3}+C_{g4})+C_w CL=(Cgd1+Cdg2)+(Cdb1+Cdb2)+(Cg3+Cg4)+Cw
5.3.1.6 识版图
5.3.2 传播延时：一阶分析
简要分析VDD、W/L、CL对 t p t_p tp的影响
t p H L = ln ( 2 ) R e q n C L = 0.69 R e q n C L t p L H = 0.69 R e q p C L t p = t p H L + t p L H 2 = 0.69 C L ( R e q n + R e q p 2 ) \begin{aligned} &t_{pHL}=\ln(2)R_{eqn}C_{L}=0.69R_{eqn}C_{L} \\ &t_{pLH}=0.69R_{eqp}C_{L} \\ &t_{p}=\frac{t_{pHL}+t_{pLH}}{2}=0.69C_{L}\Big(\frac{R_{eqn}+R_{eqp}}{2}\Big) \end{aligned} tpHL=ln(2)ReqnCL=0.69ReqnCLtpLH=0.69ReqpCLtp=2tpHL+tpLH=0.69CL(2Reqn+Reqp)
R e q = 1 V D D / 2 ∫ V D D / 2 V I D S A T ( 1 + λ V ) d V ≈ 3 4 V D D I D S A T ( 1 − 7 9 λ V D D ) w i t h I D S A T = k W L ( ( V D D − V T ) V D S A T − V D S A T 2 2 ) \begin{gathered} R_{eq} =\frac{1}{V_{DD}/2}\int_{V_{DD}/2}\frac{V}{I_{DSAT}(1+\lambda V)}dV\approx\frac{3}{4}\frac{V_{DD}}{I_{DSAT}}\biggl(1-\frac{7}{9}\lambda V_{DD}\biggr) \\ \mathrm{with}\quad I_{DSAT}=k\frac{W}{L}\Big((V_{DD}-V_{T})V_{DSAT}-\frac{V_{DSAT}^{2}}{2}\Big) \end{gathered} Req=VDD/21∫VDD/2IDSAT(1+λV)VdV≈43IDSATVDD(1−97λVDD)withIDSAT=kLW((VDD−VT)VDSAT−2VDSAT2)
综上得到
t p H L = 0.69 3 4 C L V D D I D S A T n = 0.52 C L V D D ( W / L ) n k n ′ V D S A T n ( V D D − V T n − V D S A T n / 2 ) t_{_{pHL}}=0.69\frac{3}{4}\frac{C_{L}V_{DD}}{I_{DSATn}}=0.52\frac{C_{L}V_{DD}}{(W/L)_{n}k'_{n}V_{DSATn}(V_{DD}-V_{Tn}-V_{DSATn}/2)} tpHL=0.6943IDSATnCLVDD=0.52(W/L)nkn′VDSATn(VDD−VTn−VDSATn/2)CLVDD
如果我们保证 V D D > > V T n + V D S A T n / 2 V_{DD}>>V_{Tn}+V_{DSATn}/2 VDD>>VTn+VDSATn/2
可以得到 t p H L ≈ 0.52 C L ( W / L ) n k n ′ V D S A T n t_{pHL}\approx0.52\frac{C_{L}}{(W/L)_{n}k'_{n}V_{DSATn}} tpHL≈0.52(W/L)nkn′VDSATnCL
其中KaTeX parse error: Expected 'EOF', got '}' at position 10: V_{DSATn}}̲我们在器件章节讲过，正相关于VGS，而VGS正相关与VDD，所以VDD上升，传播延时降低，下图也表明了这个现象
看图可知，当VDD=2VT=0.8V时，延时大大增加，如果是高性能设计，避免这么做。我们前面讲的静态特性中，讲过VDD的最少为两倍热电压，就提过这个时候速度很慢，这张图算是二次验证了这个理论。
其实我们看到这个公式 t p H L ≈ 0.52 C L ( W / L ) n k n ′ V D S A T n t_{pHL}\approx0.52\frac{C_{L}}{(W/L)_{n}k'_{n}V_{DSATn}} tpHL≈0.52(W/L)nkn′VDSATnCL，可以发现CL减小和W/L增大也可以对性能进行提升。
5.3.3 从设计角度考虑传播延时
5.3.3.1 PMOS与NMOS—β参数
考虑两个完全相同的CMOS反相器串联，第一级负载 C L = ( C d p 1 + C d n 1 ) + ( C g p 2 + C g n 2 ) + C W C_{L}=(C_{dp1}+C_{dn1})+(C_{gp2}+C_{gn2})+C_{W} CL=(Cdp1+Cdn1)+(Cgp2+Cgn2)+CW，这里忽略了第一级的栅漏电容。令 β = ( W / L ) p / ( W / L ) n \beta=(W/L)_p/(W/L)_n β=(W/L)p/(W/L)n
则 C d p 1 ≈ β C d n 1 , C g p 2 ≈ β ′ C g n 2 C_{dp1}\approx\beta C_{dn1},C_{gp2}\approx\beta^{\prime}C_{gn2} Cdp1≈βCdn1,Cgp2≈β′Cgn2
由此可以推出传播延时
t p = 0.69 2 ( ( 1 + β ) ( C d n 1 + C g n 2 ) + C W ) ( R e q n + R e q p β ) = 0.345 ( ( 1 + β ) ( C d n 1 + C g n 2 ) + C W ) R e q n ( 1 + r β ) \begin{aligned}t_{p}&=\frac{0.69}{2}((1+\beta)(C_{dn1}+C_{gn2})+C_{W})\Big(R_{eqn}+\frac{R_{eqp}}{\beta}\Big)\\\\&=0.345((1+\beta)(C_{dn1}+C_{gn2})+C_{W})R_{eqn\Big(1+\frac{r}{\beta}\Big)}\end{aligned} tp=20.69((1+β)(Cdn1+Cgn2)+CW)(Reqn+βReqp)=0.345((1+β)(Cdn1+Cgn2)+CW)Reqn(1+βr)
令 ∂ t p ∂ β = 0 \frac{\partial t_p}{\partial\mathbf{\beta}}=0 ∂β∂tp=0可得
β o p t = r ( 1 + C w C d n 1 + C g n 2 ) \beta_{opt}=\sqrt{r\Big(1+\frac{C_w}{C_{dn1}+C_{gn2}}\Big)} βopt=r(1+Cdn1+Cgn2Cw)
这个式子告诉我们导线电容可以忽略时， C d n l + C g n 2 > > C W C_{dnl}+C_{gn2}>>C_{W} Cdnl+Cgn2>>CW，最佳的 β = r β=\sqrt r β=r，如果导线电容较大， β > r β>\sqrt r β>r
我们知道，当β=Reqp/Reqn=31/13=2.4时，PMOS和NMOS的等效电阻就一样大了，那么上升延时和下降延时就相等。
当 β = r β=\sqrt r β=r时，（其中 r = R e q p / R e q n r=Reqp/Reqn r=Reqp/Reqn），这个时候时间是最短的。
我们之前还学过，由开关阈值VM=1/2VDD所导出的β=3.5
开关阈值公式如下 ( W / L ) p ( W / L ) n = k n ′ V D S A T n ( V M − V T n − V D S A T n / 2 ) k p ′ V D S A T p ( V D D − V M + V T p + V D S A T p / 2 ) \frac{(W/L)_p}{(W/L)_n}=\frac{k'_nV_{DSATn}(V_M-V_{Tn}-V_{DSATn}/2)}{k'_pV_{DSATp}(V_{DD}-V_M+V_{Tp}+V_{DSATp}/2)} (W/L)n(W/L)p=kp′VDSATp(VDD−VM+VTp+VDSATp/2)kn′VDSATn(VM−VTn−VDSATn/2)
5.3.3.2 超大负载时单个反相器尺寸确定
上面讨论的β公式是建立在两个反相器级联的情况下，这个时候负载并不是很大，但是如果负载很大我们怎么办呢？接下来请看。
C ˉ L = C i n t + C e x t . \bar{C}_{L}=C_{int}+C_{ext}. CˉL=Cint+Cext.
C L = C i n t + C e x t . C_{L}=C_{int}+C_{ext}. CL=Cint+Cext.我们要注意负载电容分成自载电容（本征输出电容）和外部负载电容。
t p = 0.69 R e q ( C i n t + C e x t ) = 0.69 R e q C i n t ( 1 + C e x t / C i n t ) = t p 0 ( 1 + C e x t / C i n t ) \begin{aligned}t_p&=0.69R_{eq}(C_{int}+C_{ext})\\&=0.69R_{eq}C_{int}(1+C_{ext}/C_{int})=t_{p0}(1+C_{ext}/C_{int})\end{aligned} tp=0.69Req(Cint+Cext)=0.69ReqCint(1+Cext/Cint)=tp0(1+Cext/Cint)
t p 0 = 0.69 R e q C i n t t_{p0}=0.69R_{eq}C_{int} tp0=0.69ReqCint是反相器空载延时，也叫本征延时。
定义尺寸系数S，S表示当前门与参考门大小的比值。
因此 C i n t = S C i r e f C_{int}=SC_{iref} Cint=SCiref和 R e q = R r e f / S R_{eq}=R_{ref}/S Req=Rref/S
所以 t p = t p 0 ( 1 + C e x t S C i r e f ) t_{p}=t_{p0}\Big(1+\frac{C_{ext}}{SC_{iref}}\Big) tp=tp0(1+SCirefCext)
由以上式子和假设可以得到如下特性：
- 假设参考门的电阻为 R e q 0 R_{eq0} Req0，本征电容为 C i n t 0 C_{int0} Cint0，则尺寸系数为S的门 t p 0 = 0.69 1 S R e q S C i n t = t p 0 = 0.69 R e q 0 C i n t 0 t_{p0}=0.69\frac{1}{S}R_{eq}SC_{int}=t_{p0}=0.69R_{eq0}C_{int0} tp0=0.69S1ReqSCint=tp0=0.69Req0Cint0，说明反相器的本征延时与尺寸无关。
- S无穷大可以改善性能。
5.3.3.2 超大负载时反相器链尺寸、级数确定
显然我们是不能让S无限大的。那么对于大负载我们该怎么办呢？最好的答案就是反相器链！
C i n t = γ C g C_{\mathrm{~int}}=\gamma C_{g} C int=γCg
对于大多数工艺γ=1。
t p = 0.69 R e q ( C i n t + C e x t ) = 0.69 R e q C i n t ( 1 + C e x t / C i n t ) = t p 0 ( 1 + C e x t / C i n t ) = t p 0 ( 1 + C e x t γ C g ) = t p 0 ( 1 + f / γ ) \begin{aligned}t_p&=0.69R_{eq}(C_{int}+C_{ext})\\&=0.69R_{eq}C_{int}(1+C_{ext}/C_{int})=t_{p0}(1+C_{ext}/C_{int})=t_{p0}\bigg(1+\frac{C_{ext}}{\gamma C_{g}}\bigg)=t_{p0}(1+f/\gamma)\end{aligned} tp=0.69Req(Cint+Cext)=0.69ReqCint(1+Cext/Cint)=tp0(1+Cext/Cint)=tp0(1+γCgCext)=tp0(1+f/γ)
f = C e x t / C g f=C_{ext}/C_g f=Cext/Cg其中 f f f被称为有效扇出(effective fanout)，只取决于外部负载和输入电容
现有如上图N级反相器链，确定其级数N和有效扇出 f f f使其传播延时最小。
t p , j = t p 0 ( 1 + C g , j + 1 γ C g , j ) = t p 0 ( 1 + f j / γ ) \begin{aligned}t_{p,j}&=t_{p0}\bigg(1+\frac{C_{g,j+1}}{\gamma C_{g,j}}\bigg)=t_{p0}(1+f_j/\gamma)\end{aligned} tp,j=tp0(1+γCg,jCg,j+1)=tp0(1+fj/γ)
t p = ∑ j = 1 N t p , j = t p 0 ∑ j = 1 N ( 1 + C g , j + 1 γ C g , j ) t_p~=~\sum_{j~=~1}^Nt_{p,j}~=~t_{p0}\sum_{j~=~1}^N\left(1+\frac{C_{g,j+1}}{\gamma C_{g,j}}\right) tp = ∑j = 1Ntp,j = tp0∑j = 1N(1+γCg,jCg,j+1)其中 C g , N + 1 = C L C_{g,N+1}~=~C_L Cg,N+1 = CL
对这个式子求导并令其等于0可得 C g , j = C g , j − 1 C g , j + 1 C_{g,j}=\sqrt{C_{g,j-1}C_{g,j+1}} Cg,j=Cg,j−1Cg,j+1
所以有效扇出 f = C L / C g , 1 N = F N f=\sqrt[N]{C_L/C_{g,1}}=\sqrt[N]{F} f=NCL/Cg,1=NF其中 F F F是总有效扇出
总的延时 t p = N t p 0 ( 1 + F N / γ ) \begin{aligned}t_p=Nt_{p0}(1+\sqrt[N]{F}/\gamma)\end{aligned} tp=Ntp0(1+NF/γ)
对上面这个总延时两边对N求导并令导数为0可得
γ + F N − F N ln F N = 0 \gamma+\sqrt[N]{F}-\frac{\sqrt[N]{F}\ln F}N=0 γ+NF−NNFlnF=0
或者说 f = − e ( 1 + γ / f ) f=-e^{(1+\gamma/f)} f=−e(1+γ/f)(记住这个式子)，如果γ=0， f = e f=e f=e，但是如果γ=1只能画图解，我们直接记住这个值，当γ=1时， f = 3.6 f=3.6 f=3.6。
反相器链例题
上表是γ=1的情况下 t o p t / t p 0 t_{opt}/t_{p0} topt/tp0随总有效扇出F的表格。
5.3.3.3 输入信号上升下降时间对传播延时的影响
输入变化越慢，PMOS和NMOS同时导通时间越长，影响充电电流，导致传播延时增加。
5.3.3.4 存在互连线时的延时
t p = 0.69 R d r C i n t + ( 0.69 R d r + 0.38 R w ) C w + 0.69 ( R d r + R w ) C f a n = 0.69 R d r ( C i n t + C f a n ) + 0.69 ( R d r c w + r w C f a n ) L + 0.38 r w c w L 2 \begin{array}{rcl}t_p&=&0.69R_{dr}C_{int}+(0.69R_{dr}+0.38R_w)C_w+0.69(R_{dr}+R_w)C_{fan}\\\\&=&0.69R_{dr}(C_{int}+C_{fan})+0.69(R_{dr}c_w+r_wC_{fan})L+0.38r_wc_wL^2\end{array} tp==0.69RdrCint+(0.69Rdr+0.38Rw)Cw+0.69(Rdr+Rw)Cfan0.69Rdr(Cint+Cfan)+0.69(Rdrcw+rwCfan)L+0.38rwcwL2
5.4 功耗、能量和能量延时
5.4.1 动态功耗
5.4.1.1 充放电电容引起的功耗
负载电容从0充电到VDD，电源能量一半被PMOS消耗，一半存在负载电容中，负载电容从VDD放电到0，全部能量被NMOS消耗。
E V D D = ∫ 0 ∞ i V D D ( t ) V D D d t = V D D ∫ 0 ∞ C L d ν o u t d t d t = C L V D D ∫ 0 V D D d ν o u t = C L V D D 2 E_{VDD}=\int\limits_{0}^{\infty}i_{VDD}(t)V_{DD}dt=V_{DD}\int\limits_{0}^{\infty}C_{L}\frac{d\nu_{out}}{dt}dt=C_{L}V_{DD}\int\limits_{0}^{V_{DD}}d\nu_{out}=C_{L}V_{DD}^{2} EVDD=0∫∞iVDD(t)VDDdt=VDD0∫∞CLdtdνoutdt=CLVDD0∫VDDdνout=CLVDD2
和 E C = ∫ 0 ∞ i V D D ( t ) ν o u t d t = ∫ 0 ∞ C L d ν o u t d t ν o u t d t = C L ∫ 0 V D D ν o u t d ν o u t = C L V D D 2 E_C=\int_0^\infty i_{VDD}(t)\nu_{out}dt=\int_0^\infty C_L\frac{d\nu_{out}}{dt}\nu_{out}dt=C_L\int_0^{V_{DD}}\nu_{out}d\nu_{out}=\frac{C_LV_{DD}}{2} EC=∫0∞iVDD(t)νoutdt=∫0∞CLdtdνoutνoutdt=CL∫0VDDνoutdνout=2CLVDD
观察上面的式子我们可以发现，功耗和PMOS、NMOS的尺寸无关(即它们的电阻)。假定一个开关周期是输出从低到高和从高到低两个过程，那么这个过程消耗的能量为
C L V D D 2 C_{L}{V_{DD}}^{2} CLVDD2。如果这个门的通断频率为 f 0 → 1 f_{0\rightarrow1} f0→1,则这个们的功率为 P d y n = C L V D D 2 f 0 → 1 P_{dyn}=C_LV_{DD}^2f_{0\to1} Pdyn=CLVDD2f0→1
5.4.1.2 直流通路引起的功耗
在输入的中间部分两个门都导通，产生了VDD到GND的电流，造成功耗。
5.4.2 静态功耗
漏源与衬底之间的漏电
漏源与衬底之间存在反偏二极管，会漏电。
亚阈值电流
VGS=0=时仍然存在亚阈值电流，且Vth越低，亚阈值电流越大。
5.4.3 总功耗
P t o t = P d y n + P d p + P s t a t = ( C L V D D 2 + V D D I p e a k t s ) f 0 → 1 + V D D I l e a k P_{tot}=P_{dyn}+P_{dp}+P_{stat}=(C_{L}V_{DD}^{2}+V_{DD}I_{peak}t_{s})f_{0\to1}+V_{DD}I_{leak} Ptot=Pdyn+Pdp+Pstat=(CLVDD2+VDDIpeakts)f0→1+VDDIleak
这篇关于超大规模集成电路设计----CMOS反相器（五）的文章就介绍到这儿，希望我们推荐的文章对编程师们有所帮助！
